簡介
與傳統無線電不同，軟件無線電要求盡可能地以數字形式處理無線信号，因此必須将A/D和D/A轉換器盡可能地向天線端推移，這就對A/D和D/A轉換器的性能提出了更高的要求。主要體現在兩個方面。
（1）采樣速率。依據采樣定理，A/D轉換器的抽樣頻率f應大于2W（W為被采樣信号的帶寬）。在實際中，由于A/D轉換器件的非線性、量化噪聲、失真及接收機噪聲等因素的影響，一般選取f>2.5W。
（2）分辨率。采樣值的位數的選取需要滿足一定的動态範圍及數字部分處理精度的要求，一般分辨率80dB的動态範圍要求下不能低于12位。
變換方法
軟件無線電對模數變換的技術要求包括以下幾個方面：
（1）采樣方法應滿足采樣定理，适當加入抗混叠濾波器；
（2）寬帶化，如在中頻對模拟信号進行數字化，信号帶寬通常在十幾到幾十兆赫茲；
（3）保持較高的信号動态範圍；
（4）高采樣率，應盡量在中頻或射頻工作，以盡可能保證整機的軟件化處理；
（5）減少量化噪聲。
模數變換主要是對模拟信号進行采樣，然後量化編碼為二進制數字信号；數模變換是模數變換的逆過程，主要是将當前數字信号重建為模拟信号。下面主要介紹采樣和重建的方法。
1．低通采樣
低通采樣定理表述如下。
一個頻帶限制在（0，f）内的連續信号x(t)，如果抽樣頻率f大于或等于2f，則可以由抽樣序列{x(nT)}無失真地重建恢複原始信号x(t)。
由低通采樣定理可知，若抽樣頻率f<2f，則會産生失真，這種失真稱為混疊失真。
下面對低通采樣定理進行簡單的證明。
設為低通信号，抽樣脈沖序列是一個周期性沖擊函數δ(t)。抽樣過程x(t)是與δ(t)相乘的過程，即抽樣後信号x(t)=x(t)δ(t)。由頻域卷積定理可知：
其中，X(ω)為低通信号的頻譜。
所以可知，在ω≥2ω的條件下，周期性頻譜無混疊現象。于是，經過截止頻率為的理想低通濾波器後，可無失真地恢複原始信号，如圖1所示。
如果ω2ω，則頻譜間出現混疊現象。此時不可能無失真地重建原始信号。
對于低通采樣的軟件無線電接收機，可以根據低通采樣定理設計模型。假設接收機所要求的最低和最高頻率分别為f和f，考慮前置超寬帶濾波器的矩形系數r，則有：f>2rf（2.39）
一般而言，軟件無線電接收機的工作頻帶很寬，這就要求A/D采樣也必須達到相應的速度以滿足其要求。例如，當f=1GHz，r=4時，f≥8GHz。即使允許過渡帶混疊，最低采樣速率也應滿足：f≥(r+1)f=5GHz。目前的ADC尚無法達到如此高的采樣率。在此基礎上，如果要求A/D具有很大的動态範圍，則實現會更加困難。同時，超寬帶濾波器、放大器實現難度也較大。
綜上，基于低通采樣理論的射頻低通采樣的方式，由于受到ADC器件制造水平的限制，在軟件無線電中很難達到所需的性能。
2．内插公式
D/A是A/D的逆過程，主要是對數字信号進行内插以得到模拟信号。如果從頻域角度看信号的重建，那麼采樣後的信号經過傳遞函數為H(ω)的理想低通濾波器後，其頻譜為：其中，從時域角度，重建信号可以表示為：式即為采樣信号的重建公式（或稱為内插公式）。
3．帶通采樣
低通采樣定理主要解決的是頻譜分布在（0,f）上的基帶信号的采樣問題。對于頻譜分布在（f,f），且滿足fB=f-f的信号，低通采樣所要求的采樣頻率很高，以緻難以實現。為解決這個問題，可采用欠采樣的方法。帶通采樣是一種常用的欠采樣形式。
帶通采樣定理描述如下。
設有一個頻率帶限信号x(t)，其頻帶限制在（f,f）内，如果其采樣速率f滿足：式中B=f-f，M=[f/(f-f)]-N，N為不超過f/(f-f)的最大正整數，則用f進行等間隔采樣得到的信号采樣值{x(nT)}能準确地确定原信号x(t)。
由于帶通采樣定理的特點，它隻适用于占據一個頻帶的信号，而不允許在不同的頻帶上同時存在信号，否則将會引起信号混疊。然而在實際系統中，許多時候需要處理的信号在不同的頻帶上均有一定的分量。為解決這一問題，可引入抗混疊濾波器。其理想的處理方法為：當需要對某一帶通信号進行采樣時，可先通過抗混疊濾波器将其調制到所感興趣的帶通信号的中心頻率上，濾出所需要的帶通信号，然後再通過帶通采樣定理進行采樣。其模型如圖2所示。
這種理想的帶通采樣模型存在着兩方面的限制，主要表現在：
（1）如果帶通采樣的頻段範圍較寬，則要求ADC也必須具有較大的工作帶寬；
（2）針對不同頻率信号的帶通采樣要求，ADC之前的抗混疊濾波器必須是可調抗混疊跟蹤濾波器。
為解決上述問題，在實際應用中，可以采用前端超外差接收機模型。其特點為：射頻信号先通過與一個本振信号進行混頻，變成統一的中頻信号，然後進行濾波和帶通采樣。其結構如圖3所示。
圖3超外差接收機模型
圖3中，f=f-f，通過改變本振頻率f就可以将不同頻率的f信号變換為統一的頻率為f的中頻信号，這樣ADC前的抗混疊濾波器就更容易實現了。然而，這種超外差中頻數字化接收體制也存在着一定的缺陷，表現為由于模拟信号處理環節過多，導緻适應性不強，可擴展性差。
适用于軟件無線電的寬帶數字中頻接收機是對傳統的超外差數字中頻接收機的一種革新。二者的主要區别為前者的中頻帶寬為寬帶結構，而後者為窄帶結構。軟件無線電的寬帶數字中頻接收機比理想帶通采樣模型複雜，通過相對複雜的射頻前端把射頻信号變換為中心頻率和帶寬适中的寬帶中頻信号，因而大大減輕了後續A/D采樣數字化的負擔。這種結構改善了窄帶數字中頻接收機對信号環境的适應性和可擴展性，對器件的性能要求較低，在目前的技術條件下，是軟件無線電接收機主要的實現方案。
4．過采樣
以遠大于低通采樣率進行采樣的方法稱為過采樣技術。采用過采樣技術會帶來以下兩個好處。
（1）高速采樣可降低對前級抗混疊濾波器性能的設計要求。采樣率越高，則采樣後頻域中相鄰的兩個周期性頻譜之間的間隔越大。因此即使前級濾波器在截止頻率附近的阻帶衰減不足，所産生的混疊效應也會減輕，相應的恢複後信号的失真也會減小。
（2）高速采樣可提高信噪比。由于存在着量化噪聲，ADC的信噪比近似表示為：其中，N為ADC的分辨率，f為采樣速率，f為輸入模拟信号的最大頻率。由式（2.44）可見，采樣率每提高一倍，信噪比增加3dB。
轉換器的參數
1．采樣速率和分辨率
對于ADC而言，采樣速率和分辨率是兩個非常重要的指标參數。其中，采樣速率表示模拟信号轉換為數字信号的速率，與ADC器件的制造技術有關，取決于ADC中比較器所能提供的判斷能力。分辨率表示模拟信号轉換為數字信号後的比特數。
一般而言，采樣速率和分辨率是互相制約的關系。采樣速率每提高一倍，分辨率大約損失1bit。這主要是由于采樣時刻的抖動，即孔徑抖動或稱為孔徑不定性。
分辨率直接決定了ADC的量化電平，即ADC能夠分辨的最小模拟信号電平值。假設ADC的輸入電壓範圍為（−V，V），分辨率為N（bit），則該ADC擁有有個2量化電平，且量化電平為：
ΔV=2V/2（2.45）
ΔV也可以稱為轉換精度。由上面的公式可見，ADC的分辨率越高，電壓輸入範圍越小，則它的轉換精度越高。
2．信噪比
ADC的信噪比（SNR）反映了量化過程中産生的無噪聲信号部分的均方根值和量化噪聲的均方根值的比值。若輸入信号為歸一化的正弦波1/2sin(ωt+ψ)，則可以通過如下公式來确定SNR的大小：
其中，N為ADC的分辨率。由此可知，ADC的信噪比主要取決于分辨率，分辨率每增加一位，ADC的信噪比将增加6dB。但是随着分辨率的提高，ADC的量化電平變得更小，采樣過程更容易被幹擾。
3．有效轉換位數
對于實際的A/D變換系統，由于存在着電噪聲、外界幹擾和模拟電路的非線性畸變等因素的影響，僅以理想的分辨率來度量系統性能是不夠的。為更好地反映系統系能，可以在測量得到SNR的基礎上，将上述因素按量化噪聲進行折算，推導出系統的有效轉換位數（ENOB）。其計算公式如下：
ENOB表示了理想的ADC器件為達到實際的SNR所需要具有的分辨率的大小。ADC器件指标中ENOB與分辨率的差别，反映了由于誤差源引起的SNR下降所造成的采樣精度下降的程度。
4．無失真動态範圍
無失真動态範圍（SFDR，Spurious-FreeDynamicRange）表示ADC在強信号幹擾下檢測微弱信号的能力，在有的書中也被稱為無雜散動态範圍或無寄生動态範圍。SFDR可以按兩種方式進行定義：
（1）定義為滿量程（FS）信号的均方根值與輸出信号中最大寄生信号的均方根值的比值，用dBFS表示；
（2）定義為輸入信号幅度的均方根值與輸出信号中最大寄生信号的均方根值的比值，表示為dBc。
在理想情況下，SFDR的最大值出現在滿幅度輸入的情況下。在實際情況中，SFDR的最大值比滿幅度輸入至少低幾個dB，這是由于在輸入信号幅度接近滿幅度時ADC的非線性及失真現象将更加嚴重。因此，在實際中，應避免使ADC輸入信号幅度接近滿幅度。
5．孔徑誤差
在理想情況下，采樣過程是瞬間完成的。然而，對于實際的A/D變換過程，從發出采樣命令到實際開始采樣需要一定的時間，即實際采樣點與理想采樣點之間存在着一定的時間延遲，稱為孔徑時間（ApertureTime）。對于一個動态模拟信号，在ADC接通的孔徑時間裡，輸入的模拟信号值是不确定的，從而引起輸出的不确定誤差，這就是所謂的孔徑誤差。孔徑誤差會導緻ADC采樣精度和信噪比的下降，且與被采樣信号的頻率f成正比。
假設輸入信号是一頻率為f的正弦信号，信号電壓變化最大的時刻發生在信号的過零點處，即：假設模數轉換器的轉換時間為t，則在轉換時間内可能出現的最大孔徑誤差。
6．非線性誤差
非線性誤差是轉換器的重要精度指标，表示了ADC實際轉換值與理論轉換值之間的差别。非線性誤差主要包括兩類：差分非線性（DNL，DifferentialNon-Linearity）誤差和積分非線性（INL，IntegralNon-Linearity）誤差。
差分非線性誤差（DNL）是指ADC實際的量化電平與理論的量化電平之間的差異，這主要由于A/D本身的電路結構和制造工藝等原因，引起在量程中某些點的量化電壓和标準的量化電壓不一緻而造成的。DNL引起的失真分量與輸入信号的幅度和非線性出現的位置有關，通常用和理想電平相差的百分比來表示。
積分非線性誤差（INL）是指ADC實際轉換特性函數曲線與理想轉換特性直線之間的最大偏差，主要是由于A/D模拟前端、采樣保持器及ADC的傳遞函數的非線性所造成的。理想轉換特性直線可以利用最小均方算法得到，而INL引起的各階失真分量的幅度随輸入信号的幅度變化。如果輸入信号每增加1dB，則二階交調失真分量增加2dB，三階交調失真分量增加3dB。
7．互調失真
當兩個正弦信号、同時輸入ADC時，由于器件的非線性，其輸出頻譜除了含有這兩個頻率的分量之外，還将産生許多失真産物，由此所造成的失真稱為互調失真（IMD，InterModulationDistortion），其中m+n的數值表示失真的階數。在所有的互調失真中，二階和三階的互調産物最為重要。前者容易通過數字濾波器濾除，而後者由于與、離得很近而很難濾除。
一般采用二階截獲點和三階截獲點來度量互調失真。然而，對于ADC，由于其限幅的特性，二階截獲點和三階截獲點并不适用，因此在ADC中也并沒有指定。在這種情況下，雙音SFDR是最适合度量ADC失真程度的指标。
8．諧波失真
由于ADC非線性的影響，其輸出的頻譜中出現許多輸入信号的高次諧波，這些高次諧波分量稱為諧波失真分量，由此所造成的失真稱為諧波失真（THD，TotalHarmonicDistortion）。諧波失真和互調失真是兩個不同的概念，前者是對原信号波形的扭曲，即使是單一頻率信号通過ADC也會産生這種現象，而後者卻是不同頻率之間的互相幹擾和影響。
度量ADC的諧波失真的方法很多，通常可利用離散傅裡葉變換（DFT）測出各次諧波分量的大小。DFT算法的表達式如下：
其中，為輸入序列，N為變換的點數。總的諧波失真D指标可以用下式表示：
式中，為輸入信号的幅度（有效值），v2、v3、…、vn分别為2次、3次、…、n次諧波的幅度（有效值）。在實際應用中，通常取n的值為5或6。
9．全功率輸入帶寬
全功率輸入帶寬（FullPowerAnalogInputBandwidth）是指當ADC輸出信号幅度低于最大輸出電平3dB時的輸入信号頻率範圍。一般采樣速率越高，全功率輸入帶寬就越寬。對于ADC而言，被采樣信号的帶寬必須在全功率輸入帶寬之内，否則在模拟輸入帶寬之外的頻率成分因衰減過多而無法正确地反映原始信号。
通用轉換結構
軟件無線電中通常采用的ADC和DAC的結構包括以下4種類型：
（1）并行結構，包括Flash-ADC和串狀DAC；
（2）分段結構，包括折疊内插ADC和“分段”梯形DAC；
（3）叠代結構，包括分區ADC、流水線型ADC、逐次逼近型ADC；
（4）Σ-△結構，包括Σ-△ADC和DAC。
下面以ADC為例對以上幾種結構進行介紹。
1．并行結構
并行結構的數據轉換器的基本思想是：同時比較待轉換的信号電平與所有級别的量化電平之間的關系，在模拟信号和數字信号之間相互轉換。并行結構所對應的A/D和D/A轉換器件分别為Flash-ADC和串狀DAC。
Flash-ADC内含一列并聯比較器，一列由電阻分壓器産生的電平作為相應的比較器的基準電壓。被轉換的模拟電壓信号同時加到全部比較器上，各比較器的輸出經編碼後作為ADC的輸出，如圖2.12所示。
一個分辨率為N（bit）的Flash-ADC含有2N個精密電阻，2N−1個高速比較器；分辨率每增加1bit，需要增加2N個精密電阻和2N個高速比較器，這會大大增加集成的複雜度和器件功耗。因此一般Flash-ADC的分辨率無法達到很高。
串狀DAC是實現Flash-ADC的逆操作，因使用電阻串來構造參考電壓而得名，在有的書中也被稱為開爾文分配器。串狀DAC依靠待轉換數據來控制一組開關，以産生合适的電流通過精密電阻，從而産生合适的模拟信号電壓。
并行結構隻需要一級模拟電路，因此具有設計簡單，轉換時間短，速度快的優點，在所有可能的結構中提供最快的數據轉換。在分辨率要求較低的情況下，Flash-ADC和串狀DAC兩種結構都容易采用超大規模集成電路（VLSI）進行設計。然而，由于比較器（或開關）和精密電阻的數量随着轉換器的分辨率呈指數增長，Flash-ADC和串狀DAC的芯片面積和功耗也随之呈指數增長。
2．分段結構
分段結構的數據轉換器的思想是把輸入信号分成MSB和LSB兩個分量，之後兩個分量通過各自所對應的數據轉換器進行處理，最後将處理的結果組合起來形成輸出信号。其中MSB分量反映了輸入信号相對較大的幅度增量，而LSB反映了在MSB上所疊加的較小的幅度變化。對于數字信号而言，MSB代表了高位比特，而LSB代表了低位比特。
而軟件無線電所生成的數字信号也需要變換成模拟信号才能進行射頻放大輸出。這一切都是通過A/D轉換器（ADC）和D/A轉換器（DAC）來實現的。
與傳統無線電不同，軟件無線電要求盡可能地以數字形式處理無線信号，因此必須将A/D和D/A轉換器盡可能地向天線端推移，這就對A/D和D/A轉換器的性能提出了更高的要求。主要體現在兩個方面。
（1）采樣速率。依據采樣定理，A/D轉換器的抽樣頻率f應大于2W（為被采樣信号的帶寬）。在實際中，由于A/D轉換器件的非線性、量化噪聲、失真及接收機噪聲等因素的影響，一般選取f>2.5W。
（2）分辨率。采樣值的位數的選取需要滿足一定的動态範圍及數字部分處理精度的要求，一般分辨率80dB的動态範圍要求下不能低于12位。
本節首先介紹模數/數模變換的原理及關鍵技術，接着給出模數/數模轉換器的一些關鍵參數，最後讨論幾種通用的模數/數模轉換器的結構。
